摘要:本文簡要介紹了GWE-1型穩壓電源的設計原理,已研制出樣機,電勢差計使用此電源比它用于電池要節約數千元.此電源值得推廣應用.關鍵詞:穩壓電源;電流;電阻
上傳時間： 2014-04-17
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性能與用途 HVFS型變頻電源裝置是串聯諧振成套試驗系統和局部放電試驗系統的重要組成部分，本裝置采用調頻調壓方式，進行交流耐壓以及局部放電試驗。 本裝置利用串聯諧振的原理，通過改變試驗回路的頻率，利用較小容量的供電電源可以完成等效于供電電源 30～150 倍的試驗，大大緩解了現場試驗電源的容量不足問題。
上傳時間： 2013-10-18
上傳用戶：gundamwzc
同步整流技術簡單介紹大家都知道，對于開關電源，在次級必然要有一個整流輸出的過程。作為整流電路的主要元件，通常用的是整流二極管（利用它的單向導電特性），它可以理解為一種被動式器件：只要有足夠的正向電壓它就開通，而不需要另外的控制電路。但其導通壓降較高，快恢復二極管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V的壓降。這個壓降完全是做的無用功，并且整流二極管是一種固定壓降的器件，舉個例子：如有一個管子壓降為0.7V，其整流為12V時它的前端要等效12.7V電壓，損耗占0.7/12.7≈5.5%.而當其為3.3V整流時，損耗為0.7/4（3.3+0.7）≈17.5%。可見此類器件在低壓大電流的工作環境下其損耗是何等地驚人。這就導致電源效率降低，損耗產生的熱能導致整流管進而開關電源的溫度上升、機箱溫度上升--------有時系統運行不穩定、電腦硬件使用壽命急劇縮短都是拜這個高溫所賜。隨著電腦硬件技術的飛速發展，如GeForce 8800GTX顯卡，其12V峰值電流為16.2A。所以必須制造能提供更大輸出電流（如多核F1，四路12V，每路16A；3.3V和5V輸出電流各高達24A）的電源轉換器。而當前世界的能源緊張問題的凸現，為廣大用戶提供更高轉換效率（如多核R80，完全符合80PLUS標準）的電源轉換器就是我們整個開關電源行業的不可回避的社會責任了。如何解決這些問題？尋找更好的整流方式、整流器件。同步整流技術和通態電阻（幾毫歐到十幾毫歐）極低的專用功率MOSFET就是在這個時刻走上開關電源技術發展的歷史舞臺了！作為取代整流二極管以降低整流損耗的一種新器件，功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。因為用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。它可以理解為一種主動式器件，必須要在其控制極（柵極）有一定電壓才能允許電流通過，這種復雜的控制要求得到的回報就是極小的電流損耗。在實際應用中，一般在通過20-30A電流時才有0.2-0.3V的壓降損耗。因為其壓降等于電流與通態電阻的乘積，故小電流時，其壓降和恒定壓降的肖特基不同，電流越小壓降越低。這個特性對于改善輕載效率（20%）尤為有效。這在80PLUS產品上已成為一種基本的解決方案了。對于以上提到的兩種整流方案，我們可以通過灌溉農田來理解：肖特基整流管可以看成一條建在泥土上沒有鋪水泥的灌溉用的水道，從源頭下來的水源在中途滲漏了很多，十方水可能只有七、八方到了農田里面。而同步整流技術就如同一條鑲嵌了光滑瓷磚的引水通道，除了一點點被太陽曬掉的損失外，十方水能有9.5方以上的水真正用于澆灌那些我們日日賴以生存的糧食。我們的多核F1，多核R80，其3.3V整流電路采用了通態電阻僅為0.004歐的功率MOSFET，在通過24A峰值電流時壓降僅為20*0.004=0.08V。如一般PC正常工作時的3.3V電流為10A，則其壓降損耗僅為10*0.004=0.04V，損耗比例為0.04/4=1%，比之于傳統肖特基加磁放大整流技術17.5%的損耗，其技術的進步已不僅僅是一個量的變化，而可以說是有了一個質的飛躍了。也可以說，我們為用戶修建了一條嚴絲合縫的灌溉電腦配件的供電渠道。
標簽： 同步整流
上傳時間： 2013-10-27
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開關型穩壓電源中的調整管工作在開關狀態，因而功耗小，電路效率高，體積小，重量輕。適用于大功率且負載固定、輸出電壓調節范圍不大、負載對輸出紋波要求不高的場合。現在開關型電源應用很廣泛，有許多不同種類的開關穩壓電源。 按調整管與負載連接方式可分為串聯型和并聯型。 按穩壓控制方式可分為脈沖寬度調制型(PWM)、脈沖頻率調制型(PFM)和混合型。 以下是簡單實用開關穩壓電源。
上傳時間： 2013-10-25
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開關型穩壓電源使用手冊
上傳時間： 2013-11-21
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單相橋式逆變電路為例：S1～S4是橋式電路的4個臂，由電力電子器件及輔助電路組成。S1、S4閉合，S2、S3斷開時，負載電壓uo為正S1；S1、S4斷開，S2、S3閉合時，uo為負，把直流電變成了交流電。改變兩組開關切換頻率，可改變輸出交流電頻率。圖5-1 逆變電路及其波形舉例電阻負載時，負載電流io和uo的波形相同，相位也相同。阻感負載時，io滯后于uo，波形也不同（圖5-1b）。t1前：S1、S4通，uo和io均為正。t1時刻斷開S1、S4，合上S2、S3，uo變負，但io不能立刻反向。io從電源負極流出，經S2、負載和S3流回正極，負載電感能量向電源反饋，io逐漸減小，t2時刻降為零，之后io才反向并增大 （2）換流方式分類換流——電流從一個支路向另一個支路轉移的過程，也稱換相。開通：適當的門極驅動信號就可使其開通。關斷：全控型器件可通過門極關斷。半控型器件晶閘管，必須利用外部條件才能關斷，一般在晶閘管電流過零后施加一定時間反壓，才能關斷。研究換流方式主要是研究如何使器件關斷。本章換流及換流方式問題最為全面集中，因此在本章講述1、器件換流利用全控型器件的自關斷能力進行換流（Device Commutation）。2、電網換流由電網提供換流電壓稱為電網換流（Line Commutation）。可控整流電路、交流調壓電路和采用相控方式的交交變頻電路，不需器件具有門極可關斷能力，也不需要為換流附加元件。3、負載換流由負載提供換流電壓稱為負載換流（Load Commutation）。負載電流相位超前于負載電壓的場合，都可實現負載換流。負載為電容性負載時，負載為同步電動機時，可實現負載換流。
上傳時間： 2013-10-15
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MAX29X是美國MAXIM公司生瓣的8階開關電容低通濾波器,由于價格便宜、使用方便、設計簡單，在通訊、信號自理等領域得到了廣泛的應用。本文就其工作原理、電氣參數、設計注意事項等問題作了討論，具有一定的實用參考價值。關鍵詞：開關電容、濾波器、設計 1 引言 開關電容濾波器在近些年得到了迅速的發展，世界上一些知名的半導體廠家相繼推出了自己的開頭電容濾波器集成電路，使形狀電容濾波器的發展上了一個新臺階。 MAXIM公司在模擬器件生產領域頗具影響，它生產MAX291/292/293/294/295/296/297系列8階低通開關電容濾波器由于使用方便（基本上不需外接元件）、設計簡單（頻率響應函數是固定的，只需確定其拐角頻率即截止頻率)、尺寸小（有8-pin DIP封裝）等優點，在ADC的反混疊濾波、噪聲分析、電源噪聲抑制等領域得到了廣泛的應用。 MAX219/295為巴特活思（型濾波器，在通頻帶內，它的增益最穩定，波動小，主要用于儀表測量等要求整個通頻帶內增益恒定的場合。MAX292/296為貝塞爾（Bessel）濾波器，在通頻帶內它的群時延時恒定的，相位對頻率呈線性關系，因此脈沖信號通過MAX292/296之后尖峰幅度小，穩定速度快。由于脈沖信號通過貝塞爾濾波器之后所有頻率分量的延遲時間是相同的，故可保證波形基本不變。關于巴特活和貝塞爾濾波器的特性可能圖1來說明。圖1的蹤跡A為加到濾波器輸入端的3kHz的脈沖，這里我們把濾波器的截止頻率設為10kHZ。蹤跡B通過MAX292/296后的波形。從圖中可以看出，由于MAX292/296在通帶內具有線性相位特性，輸出波形基本上保持了方波形狀，只是邊沿處變圓了一些。方波通過MAX291/295之后，由于不同頻率的信號產生的時延不同，輸出波形中就出現了尖峰(overshoot)和鈴流(ringing)。 MAX293/294/297為8階圓型（Elliptic）濾波器，它的滾降速度快，從通頻帶到阻帶的過渡帶可以作得很窄。在橢圓型濾波器中，第一個傳輸零點后輸出將隨頻率的變高而增大，直到第二個零點處。這樣幾番重復就使阻事賓頻響呈現波浪形，如圖2所示。阻帶從fS起算起，高于頻率fS處的增益不會超過fS處的增益。在橢圓型濾波中，通頻帶內的增益存在一定范圍的波動。橢圓型濾波器的一個重要參數就是過渡比。過渡比定義為阻帶頻率fS與拐角頻率（有時也等同為截止頻率）由時鐘頻率確定。時鐘既可以是外接的時鐘，也可以是自己的內部時鐘。使用內部時鐘時只需外接一個定時用的電容既可。 在MAX29X系列濾波器集成電路中，除了濾波器電路外還有一個獨立的運算放大器（其反相輸入端已在內部接地）。用這個運算放大器可以組成配合MAX29X系列濾波器使用后的濾波、反混濾波等連續時間低通濾波器。 下面歸納一下它們的特點： ●全部為8階低通濾波器。MAX291/MAX295為巴特沃思濾波器；MAX292/296為貝塞爾濾波器；MAX293/294/297為橢圓濾波器。 ●通過調整時鐘，截止頻率的調整范圍為：0.1Hz～25kHz（MAX291/292/293*294）；0.1Hz～kHz（MAX295/296/297）。 ●既可用外部時鐘也可用內部時鐘作為截止頻率的控制時鐘。 ●時鐘頻率和截止頻率的比率：10∶1(MAX291/292/293/294);50∶1(MAX295/296/297)。 ●既可用單+5V電源供電也可用±5V雙電源供電。 ●有一個獨立的運算放大器可用于其它應用目的。 ●8-pin DIP、8-pin SO和寬SO-16多種封裝。2 管腳排列和主要電氣參數 MAX29X系列開頭電容濾波器的管腳排列如圖3所示。 管腳功能定義如下： CLK：時鐘輸入。 OP OUT：獨立運放的輸出端。 OP INT：獨立運放的同相輸入端。 OUT：濾波器輸出。 IN：濾波器輸入。 V-：負電源 。雙電源供電時搛-2.375～-5.5V之間的電壓，單電源供電時V--=-V。 V+：正電源。雙電源供電時V+=+2.35～+5.5V,單電源供電時V+=+4.75～+11.0V。 GND：地線。單電源工作時GND端必須用電源電壓的一半作偏置電壓。 NC：空腳，無連線。 MAX29X的極限電氣參數如下： 電源（V+～V-）：12V 輸入電壓（任意腳）：V--0.3V≤VIN≤V++0.3V 連續工作時的功耗：8腳塑封DIP：727mW；8腳SO：471mW；16腳寬SO：762mW；8腳瓷封DIP：640mW。 工作溫度范圍：MAX29-C-：0℃～+70℃；MAX29-E-：-40℃～+85℃；MAX29-MJA：-55℃～+125℃；保存溫度范圍：-65℃～+160℃；焊接溫度（10秒）：+300℃； 大多數的形狀電容濾波器都采用四節級連結構，每一節包含兩個濾波器極點。這種方法的特點就是易于設計。但采用這種方法設計出來的濾波器的特性對所用元件的元件值偏差很敏感。基于以上考慮，MAX29X系列用帶有相加和比例功能的開關電容持了梯形無源濾波器，這種方法保持了梯形無源濾波器的優點，在這種結構中每個元件的影響作用是對于整個頻率響應曲線的，某元件值的誤差將會分散到所有的極點，因此不值像四節級連結構那樣對某一個極點特別明顯的影響。3 MAX29X的頻率特性 MAX29X的頻率特性如圖4所示。圖中的fs都假定為1kHz。4 設計考慮 下面對MAX29X系列形狀電容濾波器的使用做些討論。4.1 時鐘信號 MAX29X系列開頭電容濾波器推薦使用的時鐘信號最高頻率為2.5MHz。根據對應的時鐘頻率和拐角頻率的比值，MAX291/MAX292/MAX293/MAX294的拐角頻率最高為25kHz.MAX295/MAX296/MAX297的拐角頻率最高為50kHz 。 MAX29X系列開關電容濾波器的時鐘信號既可幅外部時鐘直接驅動也可由內部振蕩器產生。使用外部時鐘時，無論是采用單電源供電還是雙電源供電，CLK可直接和采用+5V供電的CMOS時鐘信號發生器的輸出相連。通過調整外部時鐘的頻率，可完成濾波器拐角的實時調整。 當使用內部時鐘時，振蕩器的頻率由接在CLK端上的電容VCOSC決定： fCOSC (kHz)=105/3COSC (pF) 4.2 供電 MAX29X系列開關電容濾波器既可用單電源工作也可用雙電源工作。雙電源供電時的電源電壓范圍為±2.375～±5.5V。在實際電路中一般要在正負電源和GND之間接一旁路電容。 當采用單電源供電時，V-端接地，而GND端要通過電阻分壓獲得一個電壓參考，該電壓參考的電壓值為1/2的電源電壓，參見圖5。4.3 輸入信號幅度范圍限制 MAX29X允許的輸入信號的最大范圍為V--0.3V～V++0.3V。一般情況下在+5V單電源供電時輸入信號范圍取1V～4V,±5V雙電源供電時，輸入信號幅度范圍取±4V。如果輸入信號超過此范圍，總諧波失真THD和噪聲就大大增加；同樣如果輸入信號幅度過小（VP-P＜1V），也會造成THD和噪聲的增加。4.4 獨立運算放大器的用法 MAX29X中都設計有一個獨立的運算放大器，這個放大器和濾波器的實現無直接關系，用這個放大器可組成一個一階和二階濾波器，用于實現MAX29X之前的反混疊濾波功能鄞MAX29X之后的時鐘噪聲抑制功能。這個運算放大器的反相端已在內部和GND相連。 圖6是用該獨立運放組成的2階低通濾波器的電路，它的拐角頻率為10kHz,輸入阻抗為22Ω,可滿足MAX29X形狀電容濾波器的最小負載要求（MAX29X的輸出負載要求不小于20kΩ）可以通過改變R1、R2、R3、C1、C2的元件值改變拐角頻率。具體的元件值和拐角頻率的對應關系參見表1。
上傳時間： 2013-10-18
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隔離型RS-485收發器ADM2483,ADM2484E,ADM2587E內部電路應用原理及應用
上傳時間： 2014-11-13
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學做智能車_挑戰飛思卡爾之7攝像頭型設計
上傳時間： 2013-10-19
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學做智能車_挑戰飛思卡爾之6_光電管型設計
上傳時間： 2013-12-20
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